Reguladores de tensión de conmutación MC34063A, MC33063A, NCV33063A. MC34063 Uno de los controladores PWM (PWM) más comunes y una breve excursión a los principios de funcionamiento de los convertidores DC-DC Diodo Zener en el pin 5 mc34063

• 20.09.2014

  Un disparador es un dispositivo con dos estados de equilibrio estable, diseñado para registrar y almacenar información. Un flip-flop es capaz de almacenar 1 bit de datos. El símbolo de activación parece un rectángulo con la letra T escrita en su interior. Las señales de entrada están conectadas a la izquierda del rectángulo. Las designaciones de las entradas de señal están escritas en un campo adicional en el lado izquierdo del rectángulo. ...

• 21.09.2014

  La etapa de salida de ciclo único de un amplificador de válvulas contiene un mínimo de piezas y es fácil de montar y ajustar. Los pentodos en la etapa de salida solo se pueden usar en modos ultralineales, triodos o normales. Con conexión triodo, la rejilla de blindaje está conectada al ánodo a través de una resistencia de 100...1000 Ohm. En una conexión ultralineal, la cascada está cubierta por el sistema operativo a lo largo de una rejilla de blindaje, lo que reduce...

• 04.05.2015

  La figura muestra un esquema de un sencillo mando a distancia por infrarrojos y un receptor cuyo elemento ejecutivo es un relé. Debido a la sencillez del circuito de control remoto, el dispositivo sólo puede realizar dos acciones: encender el relé y apagarlo soltando el botón S1, lo que puede ser suficiente para determinados fines (puertas de garaje, apertura de una cerradura electromagnética, etc.). ). Configurar el circuito es muy...

• 05.10.2014

  El circuito se realiza utilizando un amplificador operacional dual TL072. En A1.1 se fabrica un preamplificador con coeficiente. amplificación por una relación dada R2\R3. R1 es el control de volumen. El amplificador operacional A1.2 tiene un control de tono de puente activo de tres bandas. Los ajustes se realizan mediante resistencias variables R7R8R9. Coef. transmisión de este nodo 1. El suministro ULF preliminar cargado puede ser de ±4V a ±15V Literatura...

A continuación se muestra un diagrama de un convertidor CC-CC elevador, construido según la topología de refuerzo, que, cuando se aplica un voltaje de 5...13 V a la entrada, produce un voltaje estable de 19 V en la salida. Así, con este convertidor podrás obtener 19V de cualquier voltaje estándar: 5V, 9V, 12V. El convertidor está diseñado para una corriente de salida máxima de aproximadamente 0,5 A, es pequeño y muy conveniente.

Se utiliza un microcircuito ampliamente utilizado para controlar el convertidor.

Se utiliza un potente MOSFET de canal n como interruptor de alimentación, como la solución más económica en términos de eficiencia. Estos transistores tienen una resistencia mínima en estado abierto y, como resultado, un calentamiento mínimo (disipación mínima de energía).

Dado que los microcircuitos de la serie 34063 no son adecuados para controlar transistores de efecto de campo, es mejor usarlos junto con controladores especiales (por ejemplo, con un controlador de brazo superior de medio puente); esto le permitirá obtener bordes más pronunciados al abrir. y cerrando el interruptor de encendido. Sin embargo, en ausencia de chips controladores, se puede utilizar una “alternativa de los pobres”: un transistor PNP bipolar con un diodo y una resistencia (en este caso es posible, ya que la fuente de campo está conectada a un cable común). Cuando se enciende el MOSFET, la puerta se carga a través del diodo, el transistor bipolar se cierra y cuando se apaga el MOSFET, el transistor bipolar se abre y la puerta se descarga a través de él.

Esquema:

Detalles:

L1, L2: inductores de 35 μH y 1 μH, respectivamente. La bobina L1 se puede enrollar con un cable grueso en un anillo de la placa base, simplemente busque un anillo con un diámetro mayor, porque las inductancias nativas solo tienen unos pocos microhenrios y es posible que deba enrollarlas en un par de capas. Tomamos la bobina L2 (para el filtro) lista de la placa base.

C1 - filtro de entrada, electrolito 330 uF/25V

C2 - condensador de sincronización, cerámico 100 pF

C3 - filtro de salida, electrolito 220 uF/25V

C4, R4 - amortiguador, nominal 2,7 nF, 10 ohmios, respectivamente. En muchos casos, puedes prescindir de él por completo. Los valores de los elementos amortiguadores dependen en gran medida del cableado específico. El cálculo se realiza de forma experimental, una vez fabricado el tablero.

C5 - filtro para fuente de alimentación mikruhi, cerámica 0,1 µF

http://site/datasheets/pdf-data/2019328/PHILIPS/2PA733.html

Este diagrama también se ve a menudo:

Esta obra será sobre 3 héroes. ¿Por qué héroes?))) Desde la antigüedad, los héroes son los defensores de la Patria, personas que "robaron", es decir, salvaron, y no, como ahora, "robaron", la riqueza. Nuestros accionamientos son convertidores de impulsos, 3 tipos (reductor, elevador, inversor). Además, los tres están en un chip MC34063 y en un tipo de bobina DO5022 con una inductancia de 150 μH. Se utilizan como parte de un interruptor de señal de microondas mediante diodos pin, cuyo circuito y placa se detallan al final de este artículo.

Cálculo de un convertidor reductor DC-DC (reductor, reductor) en el chip MC34063

El cálculo se realiza utilizando el método estándar “AN920/D” de ON Semiconductor. El diagrama del circuito eléctrico del convertidor se muestra en la Figura 1. Los números de los elementos del circuito corresponden a la última versión del circuito (del archivo “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”).

Fig. 1 Diagrama del circuito eléctrico de un controlador reductor.

Salidas IC:

Conclusión 1 - SWC(colector de interruptor) - colector de transistor de salida

Conclusión 2 - SWE(conmutador emisor) - emisor del transistor de salida

Conclusión 3 - TS(condensador de sincronización) - entrada para conectar un condensador de sincronización

Conclusión 4 - Tierra– tierra (se conecta al cable común del reductor DC-DC)

Conclusión 5 - CII(pensión completa) (entrada inversora del comparador) - entrada inversora del comparador

Conclusión 6 - VCC- nutrición

Conclusión 7 - ipk— entrada del circuito limitador de corriente máxima

Conclusión 8 - República Democrática del Congo(colector de controlador): el colector del controlador del transistor de salida (un transistor bipolar conectado según un circuito Darlington ubicado dentro del microcircuito también se utiliza como controlador del transistor de salida).

Elementos:

L 3- acelerador. Es mejor utilizar un inductor de tipo abierto (no completamente cerrado con ferrita): la serie DO5022T de Oilkraft o RLB de Bourns, ya que dicho inductor entra en saturación con una corriente más alta que los inductores CDRH Sumida de tipo cerrado comunes. Es mejor utilizar bobinas con inductancia mayor que el valor calculado obtenido.

Desde 11- condensador de temporización, determina la frecuencia de conversión. La frecuencia de conversión máxima para chips 34063 es de aproximadamente 100 kHz.

R 24, R 21— divisor de tensión para el circuito comparador. La entrada no inversora del comparador recibe un voltaje de 1,25 V desde el regulador interno y la entrada inversora se suministra desde el divisor de voltaje. Cuando el voltaje del divisor se vuelve igual al voltaje del regulador interno, el comparador conmuta el transistor de salida.

C 2, C 5, C 8 y C 17, C 18— filtros de salida y entrada, respectivamente. La capacitancia del filtro de salida determina la cantidad de ondulación del voltaje de salida. Si durante los cálculos resulta que se requiere una capacitancia muy grande para un valor de ondulación dado, puede hacer el cálculo para ondulaciones grandes y luego usar un filtro LC adicional. La capacitancia de entrada generalmente se toma entre 100 ... 470 μF (la recomendación de TI es al menos 470 μF), la capacitancia de salida también se toma entre 100 ... 470 μF (se toma 220 μF).

R 11-12-13 (RSC)- resistencia de detección de corriente. Es necesario para el circuito limitador de corriente. Corriente máxima del transistor de salida para MC34063 = 1,5 A, para AP34063 = 1,6 A. Si la corriente de conmutación máxima excede estos valores, el microcircuito puede quemarse. Si se sabe con certeza que la corriente máxima ni siquiera se acerca a los valores máximos, entonces esta resistencia no se puede instalar. El cálculo se realiza específicamente para la corriente máxima (del transistor interno). Cuando se utiliza un transistor externo, la corriente máxima fluye a través de él, mientras que una corriente más pequeña (de control) fluye a través del transistor interno.

Vermont 4 – Se coloca un transistor bipolar externo en el circuito cuando la corriente máxima calculada excede 1,5 A (con una corriente de salida grande). De lo contrario, el sobrecalentamiento del microcircuito puede provocar su fallo. Modo de funcionamiento (corriente base del transistor) R 26 , R 28 .

enfermedad venérea 2 – Diodo Schottky o diodo ultrarrápido para voltaje (directo e inverso) de al menos 2U de salida

Procedimiento de cálculo:

• Seleccione los voltajes nominales de entrada y salida: V en, V fuera y máximo

corriente de salida yo fuera.

en nuestro esquema V entrada = 24 V, V salida = 5 V, I salida = 500 mA(máximo 750 mA)

• Seleccione el voltaje mínimo de entrada V pulg(min) y frecuencia mínima de funcionamiento f min con seleccionado V en Y yo fuera.

en nuestro esquema V pulg(min) =20V (según especificaciones técnicas), elegir f mín = 50 kHz

3) Calcula el valor (t encendido +t apagado) máx. según la fórmula (t encendido +t apagado) máx =1/f mín, t encendido (máx.)- tiempo máximo en que el transistor de salida está abierto, rico(máximo)— tiempo máximo en que el transistor de salida está cerrado.

(t encendido +t apagado) máx =1/f mín =1/50kilociclos=0.02 EM=20 µS

Calcular proporción encender/apagar según la fórmula t encendido /t apagado =(V salida +V F)/(V entrada(min) -V sat -V salida), Dónde VF- caída de voltaje a través del diodo (directo - caída de voltaje directo), V se sentó- la caída de voltaje en el transistor de salida cuando está en un estado completamente abierto (saturación - voltaje de saturación) a una corriente determinada. V se sentó determinado a partir de los gráficos o tablas que figuran en la documentación. De la fórmula queda claro que cuanto más V en, V fuera y cuanto más se diferencian entre sí, menos influencia tienen en el resultado final VF Y V se sentó.

(t encendido /t apagado) máx =(V salida +V F)/(V entrada(min) -V sat -V salida)=(5+0,8)/(20-0,8-5)=5,8/14,2=0,408

4) Saber encender/apagar Y (t encendido +t apagado) máx. resuelve el sistema de ecuaciones y encuentra t encendido (máx.).

t apagado = (t encendido +t apagado) máx / ((t encendido /t apagado) máx +1) =20µS/(0.408+1)=14.2 µS

t en (máximo) =20- no apagado=20-14,2 µS=5,8 µS

5) Encuentra la capacitancia del condensador de sincronización. Desde 11 (Connecticut) según la fórmula:

C 11 = 4,5*10 -5 *t encendido(máx.).

C 11 = 4.5*10 -5 * t en (máximo) =4,5*10 - 5*5,8 µS=261pF(este es el valor mínimo), tome 680pF

Cuanto menor sea la capacitancia, mayor será la frecuencia. La capacitancia 680pF corresponde a la frecuencia 14KHz

6) Encuentre la corriente máxima a través del transistor de salida: I PK(interruptor) =2*Salgo. Si resulta ser mayor que la corriente máxima del transistor de salida (1,5 ... 1,6 A), entonces un convertidor con tales parámetros es imposible. Es necesario recalcular el circuito para una corriente de salida más baja ( yo fuera), o utilice un circuito con un transistor externo.

I PK(interruptor) =2*Salida =2*0,5=1A(para corriente de salida máxima 750 mA Yo PK(cambiar) = 1.4A)

7) Calcular RSC según la fórmula: R sc = 0,3/I PK (interruptor).

R sc = 0,3/I PK (interruptor) = 0,3/1 = 0,3 ohmios, Conectamos 3 resistencias en paralelo ( R 11-12-13) 1 ohmio

8) Calcule la capacitancia mínima del capacitor del filtro de salida: C 17 =I PK(interruptor) *(t encendido +t apagado) ondulación máx./8 V (p-p), Dónde V ondulación (pp)— valor máximo de ondulación de la tensión de salida. La capacidad máxima se toma de los valores estándar más cercanos al calculado.

Desde 17 =Yo PK (cambiar) *(t en+ no apagado) máximo/8 V ondulación (pag — pag) =1*14,2 µS/8*50 mV=50 µF, tome 220 µF

9) Calcule la inductancia mínima del inductor:

l 1(mín.) = t en (máximo) *(V en (mín.) — V se sentó— V fuera)/ Yo PK (cambiar) . Si C 17 y L 1 son demasiado grandes, puede intentar aumentar la frecuencia de conversión y repetir el cálculo. Cuanto mayor sea la frecuencia de conversión, menor será la capacitancia mínima del capacitor de salida y la inductancia mínima del inductor.

L 1(min) =t on(max) *(V in(min) -V sat -V out)/I PK(interruptor) =5.8µS *(20-0.8-5)/1=82.3 µH

Esta es la inductancia mínima. Para el microcircuito MC34063, el inductor debe seleccionarse con un valor de inductancia deliberadamente mayor que el valor calculado. Elegimos L=150μH de CoilKraft DO5022.

10) Las resistencias del divisor se calculan a partir de la relación Vsalida =1,25*(1+R 24 /R 21). Estas resistencias deben tener al menos 30 ohmios.

Para V out = 5V tomamos R 24 = 3.6K, entoncesR 21 =1.2K

El cálculo en línea http://uiut.org/master/mc34063/ muestra la exactitud de los valores calculados (excepto Ct=C11):

También hay otro cálculo en línea http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm, que también muestra la exactitud de los valores calculados.

12) De acuerdo con las condiciones de cálculo del párrafo 7, la corriente máxima de 1 A (máx. 1,4 A) está cerca de la corriente máxima del transistor (1,5 ... 1,6 A). Es aconsejable instalar un transistor externo que ya esté en su pico. corriente de 1A, para evitar el sobrecalentamiento del microcircuito. Esto esta hecho. Seleccionamos el transistor VT4 MJD45 (tipo PNP) con un coeficiente de transferencia de corriente de 40 (es aconsejable tomar h21e lo más alto posible, ya que el transistor funciona en modo de saturación y la caída de voltaje a través de él es de aproximadamente = 0,8 V). Algunos fabricantes de transistores indican en el título de la hoja de datos que el voltaje de saturación Usat es bajo, aproximadamente 1 V, que es por lo que debes guiarte.

Calculemos la resistencia de las resistencias R26 y R28 en los circuitos del transistor VT4 seleccionado.

Corriente base del transistor VT4: I b= Yo PK (cambiar) / h 21 oh . I b=1/40=25mA

Resistencia en el circuito BE: R 26 =10*h21e/ Yo PK (cambiar) . R 26 =10*40/1=400 ohmios (tomar R 26 =160 ohmios)

Corriente a través de la resistencia R 26: I RBE =V BE /R 26 =0,8/160=5mA

Resistencia en el circuito base: R 28 =(Vin(min)-Vsat(conductor)-V RSC -V BEQ 1)/(I B +I RBE)

R 28 =(20-0.8-0.1-0.8)/(25+5)=610 Ohm, puedes tomar menos de 160 Ohm (igual que R 26, ya que el transistor Darlington incorporado puede proporcionar más corriente para una resistencia más pequeña).

13) Calcular los elementos amortiguadores. R 32, C 16. (consulte el cálculo del circuito de refuerzo y el diagrama a continuación).

14) Calculemos los elementos del filtro de salida. l 5 , R 37, C 24 (G. Ott “Métodos para suprimir el ruido y las interferencias en sistemas electrónicos” p. 120-121).

Elegí: bobina L5 = 150 µH (mismo tipo de estrangulador con resistencia resistiva activa Rdross = 0,25 ohmios) y C24 = 47 µF (el circuito indica un valor mayor de 100 µF)

Calculemos el decremento de atenuación del filtro xi =((R+Rdross)/2)* root(C/L)

R=R37 se establece cuando la disminución de atenuación es inferior a 0,6, para eliminar el exceso de la respuesta de frecuencia relativa del filtro (resonancia del filtro). De lo contrario, el filtro en esta frecuencia de corte amplificará las oscilaciones en lugar de atenuarlas.

Sin R37: Ksi=0,25/2*(raíz 47/150)=0,07 - la respuesta de frecuencia aumentará a +20 dB, lo cual es malo, por lo que configuramos R=R37=2,2 ohmios, luego:

C R37: Xi = (1+2,2)/2*(raíz 47/150) = 0,646 - con Xi 0,5 o más, la respuesta de frecuencia disminuye (no hay resonancia).

La frecuencia de resonancia del filtro (frecuencia de corte) Fср=1/(2*pi*L*C) debe estar por debajo de las frecuencias de conversión del microcircuito (filtrando así estas altas frecuencias entre 10 y 100 kHz). Para los valores indicados de L y C, obtenemos Faver = 1896 Hz, que es menor que la frecuencia de funcionamiento del convertidor de 10-100 kHz. La resistencia R37 no se puede aumentar más que unos pocos ohmios, ya que el voltaje a través de ella caerá (con una corriente de carga de 500 mA y R37=2,2 ohmios, la caída de voltaje será Ur37=I*R=0,5*2,2=1,1 V) .

Todos los elementos del circuito están seleccionados para montaje en superficie.

Oscilogramas de operación en varios puntos del circuito convertidor reductor:

15) a) Oscilogramas Sin carga ( Uentrada=24V, Usalida=+5V):

Tensión +5V en la salida del convertidor (en el condensador C18) Sin carga

La señal en el colector del transistor VT4 tiene una frecuencia de 30-40 Hz, ya que sin carga, el circuito consume alrededor de 4 mA Sin carga

Señales de control en el pin 1 del microcircuito (inferior) y basado en el transistor VT4 (superior) Sin carga

b) Oscilogramas bajo carga(Uin=24V, Uout=+5V), con capacitancia de ajuste de frecuencia c11=680pF. Cambiamos la carga disminuyendo la resistencia de la resistencia (3 oscilogramas más abajo). La corriente de salida del estabilizador aumenta, al igual que la entrada.

Carga - 3 resistencias de 68 ohmios en paralelo ( 221 mA) Corriente de entrada – 70 mA

Haz amarillo: señal basada en transistores (control) Haz azul: señal en el colector del transistor (salida) Carga - 5 resistencias de 68 ohmios en paralelo ( 367 mA) Corriente de entrada – 110 mA

Haz amarillo: señal basada en transistores (control) Haz azul: señal en el colector del transistor (salida) Carga - 1 resistencia de 10 ohmios ( 500 mA) Corriente de entrada – 150 mA

Conclusión: dependiendo de la carga, la frecuencia de repetición del pulso cambia, con una carga mayor la frecuencia aumenta, luego las pausas (+5V) entre las fases de acumulación y liberación desaparecen, solo quedan pulsos rectangulares: el estabilizador funciona "al límite" de sus capacidades. Esto también se puede ver en el oscilograma a continuación, cuando el voltaje de la "sierra" tiene sobretensiones: el estabilizador ingresa al modo de limitación de corriente.

c) Tensión en la capacitancia de ajuste de frecuencia c11=680pF con una carga máxima de 500mA

Haz amarillo - señal de capacitancia (sierra de control) Haz azul: señal en el colector del transistor (salida) Carga - 1 resistencia de 10 ohmios ( 500 mA) Corriente de entrada – 150 mA

d) Ondulación de tensión en la salida del estabilizador (c18) con una carga máxima de 500 mA

Haz amarillo - señal de pulsación en la salida (s18) Carga - 1 resistencia de 10 ohmios ( 500 mA)

Ondulación de tensión en la salida del filtro LC(R) (c24) con una carga máxima de 500 mA

Haz amarillo: señal de ondulación en la salida del filtro LC(R) (c24) Carga - 1 resistencia de 10 ohmios ( 500 mA)

Conclusión: el rango de voltaje de ondulación de pico a pico disminuyó de 300 mV a 150 mV.

e) Oscilograma de oscilaciones amortiguadas sin amortiguador:

Haz azul: en un diodo sin amortiguador (la inserción de un pulso a lo largo del tiempo es visible no es igual al período, ya que esto no es PWM, sino PFM)

Oscilograma de oscilaciones amortiguadas sin amortiguador (ampliado):

Cálculo de un convertidor DC-DC elevador y elevador en el chip MC34063

http://uiut.org/master/mc34063/. Para el impulsor de impulso, es básicamente el mismo que el cálculo del impulsor de inversión, por lo que se puede confiar en él. Durante el cálculo en línea, el esquema cambia automáticamente al esquema estándar de "AN920/D". Los datos de entrada, los resultados del cálculo y el esquema estándar en sí se presentan a continuación.

— transistor de canal N de efecto de campo VT7 IRFR220N. Aumenta la capacidad de carga del microcircuito y permite una conmutación rápida. Seleccionado por: El circuito eléctrico del convertidor elevador se muestra en la Figura 2. Los números de elementos del circuito corresponden a la última versión del circuito (del archivo “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”). El esquema contiene elementos que no están incluidos en el esquema de cálculo en línea estándar. Estos son los siguientes elementos:

• Voltaje máximo de fuente de drenaje VDSS =200V, porque el voltaje de salida es alto +94V
• Caída de voltaje de canal baja RDS(encendido)máx =0,6ohmetro. Cuanto menor sea la resistencia del canal, menores serán las pérdidas de calor y mayor será la eficiencia.
• Pequeña capacitancia (entrada), que determina la carga de la puerta. qg (Cargo total de puerta) y corriente de entrada de puerta baja. Para un transistor dado I=Qg*FSW=15nC*50 KHz=750uA.
• Corriente máxima de drenaje Identificación=5A, ya que la corriente de pulso Ipk=812 mA a la corriente de salida 100 mA

- elementos divisores de voltaje R30, R31 y R33 (reduce el voltaje para la puerta VT7, que no debe ser superior a V GS = 20 V)

- elementos de descarga de la capacitancia de entrada VT7 - R34, VD3, VT6 al cambiar el transistor VT7 al estado cerrado. Reduce el tiempo de caída de la puerta VT7 de 400 nS (no se muestra) a 50 nS (forma de onda con un tiempo de caída de 50 nS). El registro 0 en el pin 2 del microcircuito abre el transistor PNP VT6 y la capacitancia de la puerta de entrada se descarga a través de la unión CE VT6 (más rápido que simplemente a través de las resistencias R33, R34).

— la bobina L resulta ser muy grande al realizar el cálculo, se selecciona un valor nominal más bajo L = L4 (Fig. 2) = 150 μH

— elementos amortiguadores C21, R36.

Cálculo del amortiguador:

Por lo tanto L=1/(4*3.14^2*(1.2*10^6)^2*26*10^-12)=6.772*10^4 Rsn=√(6.772*10^4 /26*10^- 12)=5.1KOhmios

El tamaño de la capacitancia del snubber suele ser una solución de compromiso, ya que, por un lado, cuanto mayor es la capacitancia, mejor es el suavizado (menor número de oscilaciones), por otro lado, en cada ciclo la capacitancia se recarga y disipa parte de la energía útil a través de la resistencia, lo que afecta la eficiencia (por lo general, un amortiguador de diseño normal reduce la eficiencia muy ligeramente, dentro de un par de por ciento).

Al instalar una resistencia variable, determinamos la resistencia con mayor precisión. R=1 k

Fig.2 Diagrama del circuito eléctrico de un controlador elevador.

Oscilogramas de funcionamiento en varios puntos del circuito del convertidor elevador:

a) Tensión en varios puntos Sin carga:

Voltaje de salida - 94V sin carga

Tensión de puerta sin carga

Tensión de drenaje sin carga

b) tensión en la puerta (haz amarillo) y en el drenaje (haz azul) del transistor VT7:

en la puerta y el drenaje bajo carga, la frecuencia cambia de 11 kHz (90 µs) a 20 kHz (50 µs); esto no es PWM, sino PFM

en la compuerta y drenaje bajo carga sin amortiguador (estirado - 1 período de oscilación)

en compuerta y drenaje bajo carga con amortiguador

c) voltaje del borde anterior y posterior pin 2 (haz amarillo) y en la puerta (haz azul) VT7, pin de sierra 3:

azul: tiempo de subida de 450 ns en la puerta VT7

Amarillo: tiempo de subida 50 ns por pin 2 chips azul: tiempo de subida de 50 ns en la puerta VT7

sierra en Ct (pin 3 de IC) con liberación de control F=11k

Cálculo del inversor DC-DC (elevador/reductor, inversor) en el chip MC34063

El cálculo también se realiza utilizando el método estándar “AN920/D” de ON Semiconductor.

El cálculo se puede realizar inmediatamente “en línea” http://uiut.org/master/mc34063/. Para un controlador inversor, es básicamente el mismo cálculo que para un controlador inversor, por lo que se puede confiar en él. Durante el cálculo en línea, el esquema cambia automáticamente al esquema estándar de "AN920/D". Los datos de entrada, los resultados del cálculo y el esquema estándar en sí se presentan a continuación.

— transistor PNP bipolar VT7 (aumenta la capacidad de carga) El circuito eléctrico del convertidor inversor se muestra en la Figura 3. Los números de elementos del circuito corresponden a la última versión del circuito (del archivo “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH ”). El esquema contiene elementos que no están incluidos en el esquema de cálculo en línea estándar. Estos son los siguientes elementos:

— elementos divisores de tensión R27, R29 (establece la corriente base y el modo de funcionamiento de VT7),

— elementos amortiguadores C15, R35 (suprime las vibraciones no deseadas del acelerador)

Algunos componentes difieren de los calculados:

• La bobina L se toma menos que el valor calculado L = L2 (Fig. 3) = 150 μH (todas las bobinas son del mismo tipo)
• la capacitancia de salida se toma menor que la calculada C0=C19=220μF
• El condensador de ajuste de frecuencia se toma C13=680pF, correspondiente a una frecuencia de 14KHz
• resistencias divisoras R2=R22=3.6K, R1=R25=1.2K (tomadas primero para voltaje de salida -5V) y resistencias finales R2=R22=5.1K, R1=R25=1.2K (voltaje de salida -6.5V)

La resistencia limitadora de corriente se toma Rsc - 3 resistencias en paralelo, 1 ohmio cada una (resistencia resultante 0,3 ohmios)

Fig.3 Diagrama del circuito eléctrico del inversor (elevador/reductor, inversor).

Oscilogramas de funcionamiento en varios puntos del circuito inversor:

a) con voltaje de entrada +24V Sin carga:

salida -6.5V sin carga

en el colector – acumulación y liberación de energía sin carga

en el pin 1 y la base del transistor sin carga

en la base y colector del transistor sin carga

ondulación de salida sin carga

Hoy en día, han aparecido muchos estabilizadores de corriente LED de microcircuitos, pero todos, por regla general, son bastante caros. Y dado que la necesidad de tales estabilizadores debido a la proliferación de LED de alta potencia es grande, tenemos que buscar opciones para abaratarlos.

Aquí ofrecemos otra versión del estabilizador basada en el chip estabilizador de clave común y económico MC34063. La versión propuesta se diferencia de los circuitos estabilizadores ya conocidos en este microcircuito por su inclusión ligeramente no estándar, lo que permite aumentar la frecuencia de operación y garantizar la estabilidad incluso con valores bajos de la inductancia del inductor y la capacitancia del capacitor de salida.

Características del microcircuito: ¿PWM o PWM?

¡La peculiaridad del microcircuito es que es a la vez PWM y relé! Además, puedes elegir tú mismo cuál será.

El documento AN920-D, que describe este microcircuito con más detalle, dice aproximadamente lo siguiente (consulte el diagrama funcional del microcircuito en la Fig. 2).

Mientras se carga el condensador de sincronización, se establece uno lógico en una entrada del elemento lógico "Y" que controla el disparador. Si el voltaje de salida del estabilizador es inferior al nominal (en la entrada con un voltaje umbral de 1,25 V), entonces también se establece uno lógico en la segunda entrada del mismo elemento. En este caso, también se configura una unidad lógica en la salida del elemento y en la entrada “S” del disparador, se configura (el nivel activo en la entrada “S” es 1 lógico) y en su salida “Q "Aparece uno lógico, abriendo los transistores clave.

Cuando el voltaje en el condensador de ajuste de frecuencia alcanza el umbral superior, comienza a descargarse y aparece un cero lógico en la primera entrada del elemento lógico "Y". El mismo nivel se suministra a la entrada de reinicio del disparador (el nivel activo en la entrada "R" es 0 lógico) y lo reinicia. Aparece un cero lógico en la salida "Q" del disparador y los transistores clave se cierran.
Luego el ciclo se repite.

El diagrama funcional muestra que esta descripción se aplica solo al comparador de corriente, que está funcionalmente conectado al oscilador maestro (controlado por la entrada 7 del microcircuito). Pero la salida del comparador de voltaje (controlada por la entrada 5) no tiene tales "privilegios".

Resulta que en cada ciclo el comparador de corriente puede abrir los transistores clave y cerrarlos, si, por supuesto, el comparador de voltaje lo permite. Pero el propio comparador de voltaje solo puede emitir permiso o prohibición de apertura, que solo puede procesarse en el siguiente ciclo.

De ello se deduce que si cortocircuita la entrada del comparador de corriente (pines 6 y 7) y controla solo el comparador de voltaje (pin 5), entonces los transistores clave se abren y permanecen abiertos hasta el final del ciclo de carga del capacitor. , incluso si el voltaje en la entrada del comparador excede el umbral. Y sólo cuando el condensador comience a descargarse, el generador cerrará los transistores. En este modo, la potencia suministrada a la carga solo se puede dosificar mediante la frecuencia del oscilador maestro, ya que los transistores clave, aunque están cerrados a la fuerza, están solo por un tiempo del orden de 0,3-0,5 μs en cualquier valor de frecuencia. Y este modo es más similar a PFM: modulación de frecuencia de pulso, que pertenece al tipo de regulación por relé.

Si, por el contrario, cortocircuitas la entrada del comparador de voltaje a la carcasa, eliminándolo de funcionamiento, y controlas solo la entrada del comparador de corriente (pin 7), entonces el oscilador maestro abrirá los transistores clave. y cerrado al comando del comparador actual en cada ciclo! Es decir, en ausencia de carga, cuando el comparador de corriente no funciona, los transistores se abren durante un tiempo prolongado y se cierran durante un breve período de tiempo. Cuando se sobrecargan, por el contrario, se abren y se cierran inmediatamente durante un tiempo prolongado a la orden del comparador de corriente. Con algunos valores de corriente de carga promedio, el generador abre las teclas y, después de un tiempo, después de que se activa el comparador de corriente, se cierran. Por lo tanto, en este modo, la potencia en la carga está regulada por la duración del estado abierto de los transistores, es decir, PWM completo.

Se puede argumentar que esto no es PWM, ya que en este modo la frecuencia no permanece constante, sino que cambia: disminuye al aumentar el voltaje de funcionamiento. Pero con un voltaje de suministro constante, la frecuencia permanece sin cambios y la corriente de carga se estabiliza solo cambiando la duración del pulso. Por lo tanto, podemos suponer que se trata de un PWM completo. Y el cambio en la frecuencia de operación cuando cambia el voltaje de suministro se explica por la conexión directa del comparador de corriente con el oscilador maestro.

Cuando ambos comparadores se usan simultáneamente (en el circuito clásico), todo funciona exactamente igual y el modo clave o PWM se activa dependiendo de qué comparador se activa en ese momento: cuando hay una sobretensión, el modo clave (PWM) , y cuando hay una sobrecarga en la corriente - PWM

Puede eliminar completamente el funcionamiento del comparador de voltaje cortando el quinto pin del microcircuito a la carcasa y también estabilizar el voltaje usando PWM instalando un transistor adicional. Esta opción se muestra en la Fig. 1.

Figura 1

La estabilización de voltaje en este circuito se lleva a cabo cambiando el voltaje en la entrada del comparador de corriente. La tensión de referencia es la tensión umbral de puerta del transistor de efecto de campo VT1. El voltaje de salida del estabilizador es proporcional al producto del voltaje umbral del transistor y el coeficiente de división del divisor resistivo Rd1, Rd2 y se calcula mediante la fórmula:

Usal=Arriba(1+Td2/Td1), donde

Arriba – Tensión umbral VT1 (1,7…2V).

La estabilización actual todavía depende de la resistencia de la resistencia R2.

El principio de funcionamiento del estabilizador actual.

El chip MC34063 tiene dos entradas que se pueden utilizar para estabilizar la corriente.

Una entrada tiene un voltaje umbral de 1,25 V (5.º pin ms), lo que no es beneficioso para LED bastante potentes debido a las pérdidas de energía. Por ejemplo, con una corriente de 700 mA (para un LED de 3 W), tenemos pérdidas en la resistencia del sensor de corriente de 1,25*0,7 A = 0,875 W. Sólo por este motivo, la eficiencia teórica del convertidor no puede ser superior a 3W/(3W+0,875W)=77%. El real es del 60%...70%, que es comparable a los estabilizadores lineales o simplemente a las resistencias limitadoras de corriente.

La segunda entrada del microcircuito tiene un voltaje umbral de 0,3 V (séptimo pin ms) y está diseñada para proteger el transistor incorporado contra sobrecorriente.
Normalmente, así es como se utiliza este microcircuito: una entrada con un umbral de 1,25 V, para estabilizar el voltaje o la corriente, y una entrada con un umbral de 0,3 V, para proteger el microcircuito de sobrecargas.
A veces se instala un amplificador operacional adicional para amplificar el voltaje del sensor de corriente, pero no consideraremos esta opción debido a la pérdida de la atractiva simplicidad del circuito y al aumento en el costo del estabilizador. Será más fácil tomar otro microcircuito...

En esta opción se propone utilizar una entrada con un voltaje umbral de 0,3V para estabilizar la corriente, y simplemente apagar la otra, con un voltaje de 1,25V.

El esquema resulta muy sencillo. Para facilitar la percepción, se muestran las unidades funcionales del propio microcircuito (Fig. 2).

Figura 2

Finalidad y selección de elementos del circuito.

Diodo D con estrangulador L— los elementos de cualquier estabilizador de impulsos se calculan para la corriente de carga requerida y el modo continuo de la corriente del inductor, respectivamente.

Condensadores Cyo y coh– bloqueo en la entrada y salida. El condensador de salida Co no es fundamentalmente necesario debido a las pequeñas ondulaciones de la corriente de carga, especialmente con valores grandes de la inductancia del inductor, por lo que se dibuja como una línea de puntos y puede no estar presente en el circuito real.

Condensador Ct– ajuste de frecuencia. Tampoco es un elemento fundamentalmente necesario, por lo que se muestra con una línea de puntos.

Las hojas de datos del microcircuito indican una frecuencia de funcionamiento máxima de 100 KHz, los parámetros de la tabla muestran un valor promedio de 33 KHz y los gráficos muestran la dependencia de la duración de los estados abierto y cerrado del interruptor de la capacitancia de la frecuencia. El condensador de ajuste muestra los valores mínimos de 2 μs y 0,3 μs, respectivamente (con una capacitancia de 10 pF).
Resulta que si tomamos los últimos valores, entonces el período es 2μs+0,3μs=2,3μs, y esta es una frecuencia de 435KHz.

Si tenemos en cuenta el principio de funcionamiento del microcircuito: un disparador establecido por un pulso del oscilador maestro y restablecido por un comparador de corriente, resulta que este ms es lógico y la lógica tiene una frecuencia de funcionamiento de al menos varios MHz. Resulta que el rendimiento estará limitado únicamente por las características de velocidad del transistor clave. Y si no funcionara a una frecuencia de 400 KHz, entonces los frentes con caídas de pulso se retrasarían y la eficiencia sería muy baja debido a las pérdidas dinámicas. Sin embargo, la práctica ha demostrado que los microcircuitos de diferentes fabricantes arrancan bien y funcionan sin ningún condensador de ajuste de frecuencia. Y esto hizo posible aumentar la frecuencia de funcionamiento tanto como sea posible, hasta 200 KHz - 400 KHz, según el tipo de microcircuito y su fabricante. Los transistores clave del microcircuito mantienen bien dichas frecuencias, ya que los aumentos de pulso no superan los 0,1 μs y los tiempos de caída no superan los 0,12 μs a una frecuencia de funcionamiento de 380 KHz. Por lo tanto, incluso a frecuencias tan elevadas, las pérdidas dinámicas en los transistores son bastante pequeñas, y las pérdidas principales y el calentamiento están determinados por el aumento del voltaje de saturación del transistor clave (0,5...1V).

Resistencia Rb limita la corriente base del transistor clave incorporado. La inclusión de esta resistencia que se muestra en el diagrama le permite reducir la potencia disipada en ella y aumentar la eficiencia del estabilizador. La caída de voltaje a través de la resistencia Rb es igual a la diferencia entre el voltaje de suministro, el voltaje de carga y la caída de voltaje a través del microcircuito (0,9-2 V).

Por ejemplo, con una cadena en serie de 3 LED con una caída de voltaje total de 9...10 V y alimentados por una batería (12-14 V), la caída de voltaje a través de la resistencia Rb no excede los 4 V.

Como resultado, las pérdidas en la resistencia Rb son varias veces menores en comparación con una conexión típica, cuando la resistencia está conectada entre el octavo pin ms y la tensión de alimentación.

Debe tenerse en cuenta que dentro del microcircuito ya está instalada una resistencia adicional Rb, o se aumenta la resistencia de la estructura clave, o la estructura clave está diseñada como una fuente de corriente. Esto se desprende del gráfico de la dependencia del voltaje de saturación de la estructura (entre los pines 8 y 2) del voltaje de suministro en varias resistencias de la resistencia limitadora Rb (Fig. 3).

Fig. 3

Como resultado, en algunos casos (cuando la diferencia entre los voltajes de suministro y de carga es pequeña o las pérdidas se pueden transferir de la resistencia Rb al microcircuito), se puede omitir la resistencia Rb, conectando directamente el pin 8 del microcircuito a la salida o a la tensión de alimentación.

Y cuando la eficiencia general del estabilizador no es particularmente importante, puede conectar los pines 8 y 1 del microcircuito entre sí. En este caso, la eficiencia puede disminuir entre un 3 y un 10% dependiendo de la corriente de carga.

Al elegir el valor de la resistencia Rb, hay que hacer un compromiso. Cuanto menor es la resistencia, menor es el voltaje de suministro inicial y comienza el modo de estabilización de corriente de carga, pero al mismo tiempo las pérdidas en esta resistencia aumentan en un amplio rango de cambios en el voltaje de suministro. Como resultado, la eficiencia del estabilizador disminuye al aumentar el voltaje de suministro.

El siguiente gráfico (Fig.4), a modo de ejemplo, muestra la dependencia de la corriente de carga de la tensión de alimentación en dos valores diferentes de la resistencia Rb: 24 ohmios y 200 ohmios. Se puede ver claramente que con una resistencia de 200 ohmios, la estabilización desaparece con voltajes de suministro inferiores a 14 V (debido a una corriente base insuficiente del transistor clave). Con una resistencia de 24 ohmios, la estabilización desaparece a una tensión de 11,5 V.

Fig.4

Por lo tanto, es necesario calcular cuidadosamente la resistencia de la resistencia Rb para obtener la estabilización en el rango requerido de voltajes de suministro. Especialmente con la energía de la batería, cuando este rango es pequeño y sólo unos pocos voltios.

Resistencia RCarolina del Sur es un sensor de corriente de carga. El cálculo de esta resistencia no tiene particularidades. Solo se debe tener en cuenta que el voltaje de referencia de la entrada actual del microcircuito difiere de los diferentes fabricantes. La siguiente tabla muestra los valores reales de voltaje de referencia medidos de algunos microcircuitos.

Chip	Productor	Referencia U (V)
MC34063ACD	STMicroelectrónica
MC34063EBD	STMicroelectrónica
GS34063S	Semiconductores de tecnología global
SP34063A	Corporación Sipex
MC34063A	Motorola
AP34063N8	Tecnología analógica
AP34063A	Anachip
MC34063A	niño justo

Las estadísticas sobre el valor del voltaje de referencia son pequeñas, por lo que los valores dados no deben considerarse como estándar. Sólo hay que tener en cuenta que el valor real del voltaje de referencia puede diferir mucho del valor indicado en la hoja de datos.

Una variación tan grande en el voltaje de referencia aparentemente se debe al propósito de la entrada de corriente: no a la estabilización de la corriente de carga, sino a la protección contra sobrecargas. A pesar de esto, la precisión para mantener la corriente de carga en la versión anterior es bastante buena.

Sobre la sostenibilidad.

El chip MC34063 no tiene la capacidad de introducir corrección en el circuito del sistema operativo. Inicialmente, la estabilidad se logra aumentando los valores de la inductancia del inductor L y, especialmente, la capacitancia del condensador de salida Co. En este caso, surge una cierta paradoja: cuando se trabaja a frecuencias más altas, las pulsaciones requeridas de voltaje y corriente de carga se pueden obtener con una pequeña inductancia y capacitancia de los elementos filtrantes, pero al mismo tiempo el circuito se puede excitar, por lo que es Es necesario instalar una gran inductancia y (o) una gran capacitancia. Como resultado, se sobreestiman las dimensiones del estabilizador.

Una paradoja adicional es que para los estabilizadores de conmutación reductores, el condensador de salida no es un elemento fundamentalmente necesario. El nivel requerido de ondulación de corriente (voltaje) se puede obtener con un estrangulador.

Puede obtener una buena estabilidad del estabilizador con los valores de inductancia requeridos o reducidos y, especialmente, la capacitancia del filtro de salida instalando un circuito de corrección RC adicional Rf y Cf, como se muestra en la Figura 2.

La práctica ha demostrado que el valor óptimo de la constante de tiempo de esta cadena no debe ser inferior a 1KOhm*uF. Los valores de los parámetros de la cadena, como una resistencia de 10 KΩ y un condensador de 0,1 μF, pueden considerarse bastante convenientes.

Con un circuito de corrección de este tipo, el estabilizador funciona de manera estable en todo el rango de voltaje de suministro, con valores bajos de inductancia (unidades de μH) y capacitancia (unidades y fracciones de μF) del filtro de salida o sin ningún condensador de salida.

El modo PWM juega un papel importante en la estabilidad cuando se usa para estabilizar la entrada actual del microcircuito.

La corrección permitió que algunos microcircuitos que antes no querían funcionar normalmente funcionaran a frecuencias más altas.

Por ejemplo, el siguiente gráfico muestra la dependencia de la frecuencia de funcionamiento del voltaje de suministro para el microcircuito MC34063ACD de STMicroelectronics con una capacidad de condensador de ajuste de frecuencia de 100 pF.

Fig.5

Como puede verse en el gráfico, sin corrección este microcircuito no quería funcionar a frecuencias más altas, incluso con una pequeña capacidad del condensador de ajuste de frecuencia. Cambiar la capacitancia de cero a varios cientos de pF no afectó fundamentalmente a la frecuencia y su valor máximo apenas alcanza los 100 KHz.

Después de la introducción de la cadena de corrección RfCf, este mismo microcircuito (como otros similares) comenzó a funcionar a frecuencias de hasta casi 300 KHz.

La dependencia anterior quizás pueda considerarse típica para la mayoría de los microcircuitos, aunque los microcircuitos de algunas empresas funcionan a frecuencias más altas sin corrección, y la introducción de la corrección permitió obtener para ellos una frecuencia de funcionamiento de 400 KHz a una tensión de alimentación de 12. .14V.

El siguiente gráfico muestra el funcionamiento del estabilizador sin corrección (Fig. 6).

Fig.6

El gráfico muestra las dependencias de la corriente consumida (Ip), la corriente de carga (In) y la corriente de cortocircuito de salida (Isc) de la tensión de alimentación para dos valores de capacitancia del condensador de salida (Co): 10 µF y 220 µF.

Se ve claramente que aumentar la capacitancia del capacitor de salida aumenta la estabilidad del estabilizador: las curvas rotas a una capacitancia de 10 μF son causadas por la autoexcitación. Con tensiones de alimentación de hasta 16 V no hay excitación, aparece entre 16 y 18 V. Luego ocurre algún tipo de cambio de modo y con un voltaje de 24 V aparece una segunda torcedura. Al mismo tiempo, la frecuencia de operación cambia, lo que también es visible en el gráfico anterior (Fig. 5) de la dependencia de la frecuencia de operación del voltaje de suministro (ambos gráficos se obtuvieron simultáneamente al examinar una instancia del estabilizador).

Aumentar la capacidad del capacitor de salida a 220 µF o más aumenta la estabilidad, especialmente en voltajes de suministro bajos. Pero eso no elimina la emoción. Se puede lograr un funcionamiento más o menos estable del estabilizador con una capacidad del condensador de salida de al menos 1000 µF.

En este caso, la inductancia del inductor tiene muy poco efecto en el panorama general, aunque es obvio que aumentar la inductancia aumenta la estabilidad.

Los cambios en la frecuencia de operación afectan la estabilidad de la corriente de carga, lo que también es visible en el gráfico. La estabilidad general de la corriente de salida cuando cambia la tensión de alimentación tampoco es satisfactoria. La corriente puede considerarse relativamente estable en un rango bastante estrecho de voltajes de suministro. Por ejemplo, cuando funciona con batería.

La introducción de la cadena de corrección RfCf cambia radicalmente el funcionamiento del estabilizador.

El siguiente gráfico muestra el funcionamiento del mismo estabilizador pero con la cadena de corrección RfCf.

Fig.7

Se ve claramente que el estabilizador comenzó a funcionar como debería ser para un estabilizador de corriente: las corrientes de carga y de cortocircuito son casi iguales y constantes en todo el rango de voltajes de suministro. En este caso, el condensador de salida generalmente dejó de influir en el funcionamiento del estabilizador. Ahora la capacitancia del capacitor de salida solo afecta el nivel de corriente de rizado y voltaje de la carga y, en muchos casos, el capacitor no se puede instalar en absoluto.

A continuación, a modo de ejemplo, se dan los valores de ondulación de la corriente de carga para diferentes capacidades del condensador de salida Co. Los LED están conectados de 3 en serie en 10 grupos paralelos (30 unidades). Tensión de alimentación: 12 V. Estrangulador 47 µH.

Sin condensador: corriente de carga 226mA +-65mA o 22,6mA +-6,5mA por LED.
Con condensador de 0,33uF: 226mA +-25mA o 22,6mA +-2,5mA por LED.
Con condensador de 1,5uF: 226mA +-5mA o 22,6mA +-0,5mA por LED.
Con condensador de 10uF: 226mA +-2,5mA o 22,6mA +-0,25mA por LED.

Es decir, sin condensador, con una corriente de carga total de 226 mA, la ondulación de la corriente de carga fue de 65 mA, lo que, en términos de un LED, da una corriente promedio de 22,6 mA y una ondulación de 6,5 mA.

Se puede ver cómo incluso una pequeña capacitancia de 0,33 μF reduce drásticamente la ondulación de la corriente. Al mismo tiempo, aumentar la capacitancia de 1 µF a 10 µF ya tiene poco efecto en el nivel de ondulación.

Todos los condensadores eran cerámicos, ya que los electrolitos convencionales o el tantalio no proporcionan niveles de ondulación ni siquiera cercanos.

Resulta que un condensador de 1 µF en la salida es suficiente para todas las ocasiones. Aumentar la capacitancia a 10 µF con una corriente de carga de 0,2-0,3 A apenas tiene sentido, ya que la ondulación ya no disminuye significativamente en comparación con 1 µF.
Si toma un inductor con una inductancia más alta, entonces puede prescindir de un capacitor incluso con corrientes de carga altas y (o) voltajes de suministro altos.

La ondulación del voltaje de entrada con un suministro de 12 V y la capacidad del capacitor de entrada Ci 10 μF no excede los 100 mV.

Capacidades de potencia del microcircuito.

El microcircuito MC34063 funciona normalmente con una tensión de alimentación de 3 V a 40 V según las hojas de datos (MS de STM - hasta 50 V) y en realidad hasta 45 V, proporcionando una corriente de carga de hasta 1 A para un paquete DIP-8 y hasta 0,75 A para un paquete SO-8. Combinando la conexión en serie y en paralelo de LED, puede construir una lámpara con una potencia de salida de 3V*20mA=60mW a 40V*0,75...1A=30...40W.

Teniendo en cuenta el voltaje de saturación del transistor clave (0,5...0,8 V) y la potencia permitida de 1,2 W disipada por la carcasa del microcircuito, la corriente de carga se puede aumentar hasta 1,2 W/0,8 V = 1,5 A para un DIP. -8 paquete y hasta 1A para un paquete SO-8.

Sin embargo, en este caso, se requiere un buen disipador de calor; de lo contrario, la protección contra sobrecalentamiento incorporada en el chip no permitirá el funcionamiento con dicha corriente.

La soldadura DIP estándar del cuerpo del microcircuito en la placa no proporciona el enfriamiento requerido a corrientes máximas. Es necesario moldear los pines de la carcasa DIP para la versión SMD, quitando los extremos delgados de los pines. La parte ancha restante de los pines se dobla al ras de la base de la caja y solo luego se suelda a la placa. Es útil colocar la placa de circuito impreso de modo que haya un área amplia debajo del cuerpo del microcircuito y, antes de instalar el microcircuito, es necesario aplicar un poco de pasta termoconductora en su base.

Debido a los pines cortos y anchos, así como al ajuste perfecto de la carcasa al polígono de cobre de la placa de circuito impreso, la resistencia térmica del cuerpo del microcircuito se reduce y podrá disipar un poco más de energía.

Para la carcasa SO-8, resulta útil instalar un radiador adicional en forma de placa u otro perfil directamente en la parte superior de la carcasa.

Por un lado, estos intentos de aumentar el poder parecen extraños. Después de todo, simplemente puede cambiar a otro microcircuito más potente o instalar un transistor externo. Y con corrientes de carga superiores a 1,5 A, esta será la única solución correcta. Sin embargo, cuando se requiere una corriente de carga de 1,3 A, simplemente puede mejorar la disipación de calor e intentar utilizar una opción más barata y sencilla en el chip MC34063.

La máxima eficiencia obtenida en esta versión del estabilizador no supera el 90%. Se evita un mayor aumento de la eficiencia mediante el aumento del voltaje de saturación del transistor clave: al menos 0,4...0,5 V con corrientes de hasta 0,5 A y 0,8...1 V con corrientes de 1...1,5 A. Por lo tanto, el principal elemento calefactor del estabilizador es siempre el microcircuito. Es cierto que el calentamiento notable se produce solo a la potencia máxima para un caso particular. Por ejemplo, un microcircuito en un paquete SO-8 se calienta hasta 100 grados con una corriente de carga de 1A y, sin un disipador de calor adicional, la protección contra sobrecalentamiento incorporada lo apaga cíclicamente. Con corrientes de hasta 0,5 A... 0,7 A, el microcircuito se calienta ligeramente y con corrientes de 0,3... 0,4 A no se calienta en absoluto.

A corrientes de carga más altas, se puede reducir la frecuencia de funcionamiento. En este caso, las pérdidas dinámicas del transistor clave se reducen significativamente. Se reducen la pérdida general de energía y el calentamiento de la caja.

Los elementos externos que afectan la eficiencia del estabilizador son el diodo D, el inductor L y las resistencias Rsc y Rb. Por lo tanto, el diodo debe seleccionarse con un voltaje directo bajo (diodo Schottky) y el inductor debe seleccionarse con la resistencia del devanado lo más baja posible.

Puede reducir las pérdidas en la resistencia Rsc reduciendo el voltaje umbral eligiendo un microcircuito del fabricante adecuado. Esto ya se ha comentado anteriormente (consulte la tabla al principio).

Otra opción para reducir las pérdidas en la resistencia Rsc es introducir una polarización de corriente constante adicional para la resistencia Rf (esto se mostrará con más detalle a continuación utilizando un ejemplo específico de estabilizador).

La resistencia Rb debe calcularse cuidadosamente, tratando de tomarla con la mayor resistencia posible. Cuando el voltaje de suministro cambia dentro de límites grandes, es mejor reemplazar la resistencia Rb con una fuente de corriente. En este caso, el aumento de las pérdidas al aumentar la tensión de alimentación no será tan pronunciado.

Cuando se toman todas las medidas anteriores, la proporción de pérdidas de estos elementos es entre 1,5 y 2 veces menor que las pérdidas en el microcircuito.

Dado que se suministra un voltaje constante a la entrada de corriente del microcircuito, proporcional solo a la corriente de carga, y no, como es habitual, un voltaje de pulso proporcional a la corriente del transistor clave (la suma de las corrientes de carga y el condensador de salida) , la inductancia del inductor ya no afecta la estabilidad de funcionamiento, ya que deja de ser una cadena de corrección de elementos (su papel lo desempeña la cadena RfCf). Sólo la amplitud de la corriente del transistor clave y la ondulación de la corriente de carga dependen del valor de la inductancia. Y dado que las frecuencias de funcionamiento son relativamente altas, incluso con valores de inductancia bajos la ondulación de la corriente de carga es pequeña.

Sin embargo, debido al transistor clave de potencia relativamente baja integrado en el microcircuito, la inductancia del inductor no debe reducirse mucho, ya que esto aumenta la corriente máxima del transistor mientras su valor promedio sigue siendo el mismo y aumenta el voltaje de saturación. Como resultado, las pérdidas en el transistor aumentan y la eficiencia general disminuye.
Es cierto, no dramáticamente: en un pequeño porcentaje. Por ejemplo, la sustitución del inductor de 12 µH a 100 µH permitió aumentar la eficiencia de uno de los estabilizadores del 86% al 90%.

Por otro lado, esto permite, incluso con corrientes de carga bajas, elegir un inductor con baja inductancia, asegurándose de que la amplitud de corriente del transistor clave no supere el valor máximo permitido para el microcircuito, 1,5 A.

Por ejemplo, con una corriente de carga de 0,2 A con un voltaje de 9...10 V, un voltaje de suministro de 12...15 V y una frecuencia de funcionamiento de 300 KHz, se requiere un inductor con una inductancia de 53 µH. En este caso, la corriente de pulso del transistor clave del microcircuito no supera los 0,3A. Si reducimos la inductancia del inductor a 4 μH, entonces con la misma corriente promedio, la corriente de pulso del transistor clave aumentará hasta el valor límite (1,5 A). Es cierto que la eficiencia del estabilizador disminuirá debido al aumento de las pérdidas dinámicas. Pero quizás en algunos casos sea aceptable sacrificar la eficiencia y utilizar un inductor de tamaño pequeño con una inductancia pequeña.

Aumentar la inductancia del inductor también le permite aumentar la corriente de carga máxima hasta el valor de corriente máximo del transistor clave del microcircuito (1,5 A).

A medida que aumenta la inductancia del inductor, la forma actual del transistor de conmutación cambia de completamente triangular a completamente rectangular. Y dado que el área del rectángulo es 2 veces mayor que el área del triángulo (con la misma altura y base), el valor promedio de la corriente (y la carga) del transistor se puede aumentar 2 veces con una constante amplitud de los pulsos de corriente.

Es decir, con forma de pulso triangular con una amplitud de 1,5 A, la corriente promedio del transistor y la carga es:

donde k es el ciclo de trabajo de pulso máximo igual a 0,9 para un microcircuito determinado.

Como resultado, la corriente de carga máxima no excede:

En=1,5A/2*0,9=0,675A.

Y cualquier aumento en la corriente de carga por encima de este valor implica exceder la corriente máxima del transistor clave del microcircuito.

Por lo tanto, todas las hojas de datos de este microcircuito indican una corriente de carga máxima de 0,75 A.

Al aumentar la inductancia del inductor para que la corriente del transistor se vuelva rectangular, podemos eliminar los dos de la fórmula de corriente máxima y obtener:

En=1,5A*k=1,5A*0,9=1,35A.

Hay que tener en cuenta que con un aumento significativo de la inductancia del inductor, sus dimensiones también aumentan ligeramente. Sin embargo, a veces resulta más fácil y económico aumentar la corriente de carga aumentando el tamaño del inductor que instalando un potente transistor adicional.

Naturalmente, con las corrientes de carga requeridas de más de 1,5 A, no hay forma de instalar un transistor adicional (u otro microcircuito controlador), y si tiene que elegir: una corriente de carga de 1,4 A u otro microcircuito, entonces Primero debería intentar resolver el problema aumentando la inductancia aumentando el tamaño del acelerador.

Las hojas de datos del chip indican que el ciclo de trabajo máximo no supera 6/7 = 0,857. En realidad, se obtienen valores de casi 0,9 incluso a altas frecuencias de funcionamiento de 300-400 KHz. En frecuencias más bajas (100-200 KHz), el ciclo de trabajo puede alcanzar 0,95.

Por lo tanto, el estabilizador funciona normalmente con una pequeña diferencia de voltaje de entrada-salida.

El estabilizador funciona de manera interesante cuando las corrientes de carga son más bajas que las nominales, debido a una disminución en el voltaje de suministro por debajo del especificado: la eficiencia es de al menos el 95%...

Dado que PWM no se implementa de la manera clásica (control total del oscilador maestro), sino en forma de "relé", usando un disparador (arranque por el generador, reinicio por el comparador), luego a una corriente por debajo de la nominal, Es posible una situación en la que el transistor clave deja de cerrarse. La diferencia entre los voltajes de suministro y de carga se reduce al voltaje de saturación del transistor de conmutación, que generalmente no excede 1 V con corrientes de hasta 1 A y no más de 0,2-0,3 V con corrientes de hasta 0,2-0,3 A. A pesar de la presencia de pérdidas estáticas, no las hay dinámicas y el transistor funciona casi como un puente.

Incluso cuando el transistor permanece controlado y opera en modo PWM, la eficiencia sigue siendo alta debido a la reducción de corriente. Por ejemplo, con una diferencia de 1,5 V entre el voltaje de alimentación (10 V) y el voltaje a través de los LED (8,5 V), el circuito continuó funcionando (aunque a una frecuencia reducida a la mitad) con una eficiencia del 95 %.

Los parámetros de corriente y voltaje para este caso se indicarán a continuación al considerar circuitos estabilizadores prácticos.

Opciones prácticas de estabilizador.

No habrá muchas opciones, ya que las más sencillas, repitiendo las opciones clásicas en el diseño de circuitos, no permiten ni aumentar la frecuencia ni la corriente de funcionamiento, ni aumentar la eficiencia, ni obtener una buena estabilidad. Por lo tanto, la opción más óptima es aquella cuyo diagrama de bloques se muestra en la Fig. 2. Sólo las clasificaciones de los componentes pueden cambiar dependiendo de las características requeridas del estabilizador.

La figura 8 muestra un diagrama de la versión clásica.

Fig.8

Una de las características es que después de eliminar la corriente del condensador de salida (C3) del circuito OS, fue posible reducir la inductancia del inductor. Para la prueba se utilizó un antiguo estrangulador doméstico con varilla DM-3 con 12 μH. Como puede ver, las características del circuito resultaron bastante buenas.

El deseo de aumentar la eficiencia llevó al circuito que se muestra en la Fig. 9.

Fig.9

A diferencia del circuito anterior, la resistencia R1 no está conectada a la fuente de alimentación, sino a la salida del estabilizador. Como resultado, el voltaje a través de la resistencia R1 disminuyó en la cantidad de voltaje a través de la carga. Con la misma corriente a través de él, la potencia liberada disminuyó de 0,5 W a 0,15 W.

Al mismo tiempo, se aumentó la inductancia del inductor, lo que también aumenta la eficiencia del estabilizador. Como resultado, la eficiencia aumentó en varios puntos porcentuales. Los números específicos se muestran en el diagrama.

Otro rasgo característico de los dos últimos esquemas. El circuito de la Fig. 8 tiene muy buena estabilidad de la corriente de carga cuando cambia el voltaje de suministro, pero la eficiencia es bastante baja. El circuito de la Fig. 9, por el contrario, tiene una eficiencia bastante alta, pero la estabilidad de la corriente es deficiente: cuando el voltaje de suministro cambia de 12 V a 15 V, la corriente de carga aumenta de 0,27 A a 0,3 A.

Esto se debe a una elección incorrecta de la resistencia R1, como se mencionó anteriormente (ver Fig. 4). Dado que el aumento de la resistencia R1, que reduce la estabilidad de la corriente de carga, aumenta la eficiencia, en algunos casos esto se puede utilizar. Por ejemplo, con la energía de la batería, cuando los límites de cambio de voltaje son pequeños y la alta eficiencia es más relevante.

Cabe señalar un cierto patrón.

Se fabricaron bastantes estabilizadores (casi todos se utilizaron para reemplazar las lámparas incandescentes por lámparas LED en el interior del automóvil), y aunque de vez en cuando se necesitaban estabilizadores, los microcircuitos se tomaron de placas de red defectuosas "Hubs" y " Interruptores”. A pesar de la diferencia entre fabricantes, casi todos los microcircuitos permitieron obtener características estabilizadoras decentes incluso en circuitos simples.

El único chip que encontré fue el GS34063S de Globaltech Semiconductor, que de ninguna manera quería funcionar a altas frecuencias.

Luego se compraron varios microcircuitos MC34063ACD y MC34063EBD de STMicroelectronics, que mostraron resultados aún peores: no funcionaban a frecuencias más altas, mala estabilidad, alto voltaje del soporte del comparador de corriente (0,45-0,5 V), mala estabilización de la corriente de carga con buena eficiencia o baja eficiencia con buena estabilización...

Quizás el bajo rendimiento de los microcircuitos enumerados se explique por su bajo costo: se compraron los más baratos que estaban disponibles, ya que el microcircuito MC34063A (DIP-8) de la misma empresa, extraído de un interruptor defectuoso, funcionó normalmente. Es cierto que a una frecuencia relativamente baja, no más de 160 KHz.

Los siguientes microcircuitos, extraídos de equipos averiados, funcionaron bien:

Corporación Sipex (SP34063A),
Motorola (MC34063A),
Tecnología Analógica (AP34063N8),
Anachip (AP34063 y AP34063A).
Fairchild (MC34063A): no estoy seguro de haber identificado correctamente la empresa.

ON Semiconductor, Unisonic Technologies (UTC) y Texas Instruments: no lo recuerdo, ya que comencé a prestar atención a la empresa solo después de que me encontré con la falta de voluntad de algunas empresas para trabajar con MS, y no compré microcircuitos específicamente. de estas empresas.

Para no tirar los microcircuitos MC34063ACD y MC34063EBD comprados y de bajo rendimiento de STMicroelectronics, se llevaron a cabo varios experimentos que llevaron al circuito que se muestra al principio en la Fig. 2.

La siguiente Fig. 10 muestra un circuito práctico de un estabilizador con un circuito de corrección RfCf (en este circuito R3C2). La diferencia en el funcionamiento del estabilizador con y sin cadena de corrección ya se analizó anteriormente en la sección "Sobre la estabilidad" y se presentaron gráficos (Fig. 5, Fig. 6, Fig. 7).

Fig.10

En el gráfico de la Fig. 7 se puede ver que la estabilización de la corriente es excelente en todo el rango de voltajes de suministro del microcircuito. La estabilidad es muy buena, como si PWM estuviera funcionando. La frecuencia es bastante alta, lo que permite utilizar bobinas de choque de pequeño tamaño con baja inductancia y eliminar por completo el condensador de salida. Aunque instalar un condensador pequeño puede eliminar por completo la ondulación de la corriente de carga. La dependencia de la amplitud de ondulación de la corriente de carga de la capacidad del condensador se analizó anteriormente en la sección "Sobre la estabilidad".

Como ya se mencionó, los microcircuitos MC34063ACD y MC34063EBD de STMicroelectronics que recibí resultaron tener un voltaje de referencia sobreestimado del comparador de corriente: 0,45 V-0,5 V, respectivamente, a pesar del valor indicado en la hoja de datos de 0,25 V-0,35 V. Debido a esto, con corrientes de carga elevadas, se producen grandes pérdidas en la resistencia del sensor de corriente. Para reducir las pérdidas, se agregó una fuente de corriente al circuito utilizando el transistor VT1 y la resistencia R2. (Figura 11).

Fig.11

Gracias a esta fuente de corriente, una corriente de polarización adicional de 33 μA fluye a través de la resistencia R3, por lo que el voltaje a través de la resistencia R3, incluso sin corriente de carga, es 33 μA * 10 KΩ = 330 mV. Dado que el voltaje umbral de la entrada de corriente del microcircuito es de 450 mV, para que funcione el comparador de corriente, la resistencia del sensor de corriente R1 debe tener un voltaje de 450 mV-330 mV = 120 mV. Con una corriente de carga de 1 A, la resistencia R1 debe estar a 0,12 V/1 A = 0,12 ohmios. Establecemos el valor disponible en 0,1 ohmios.
Sin un estabilizador de corriente en VT1, la resistencia R1 tendría que seleccionarse a una velocidad de 0,45 V/1 A = 0,45 ohmios, y la potencia se disiparía en ella a 0,45 W. Ahora, con la misma corriente, la pérdida en R1 es de sólo 0,1 W.

Esta opción funciona con una batería, corriente de carga de hasta 1 A, potencia de 8 a 10 W. Corriente de cortocircuito de salida 1,1A. En este caso, el consumo de corriente disminuye a 64 mA a una tensión de alimentación de 14,85 V, respectivamente, el consumo de energía cae a 0,95 W. El microcircuito ni siquiera se calienta en este modo y puede permanecer en modo cortocircuito todo el tiempo que desee.

El resto de características se muestran en el diagrama.

El microcircuito se toma en un paquete SO-8 y la corriente de carga es 1A. Hace mucho calor (¡la temperatura del terminal es de 100 grados!), Por lo que es mejor instalar el microcircuito en un paquete DIP-8 convertido para montaje SMD, hacer polígonos grandes y (o) crear un disipador de calor.
El voltaje de saturación de la llave del microcircuito es bastante alto: casi 1 V con una corriente de 1 A, razón por la cual el calentamiento es tan alto. Aunque, a juzgar por la hoja de datos del microcircuito, el voltaje de saturación del transistor clave a una corriente de 1A no debe exceder los 0,4V.

Funciones de servicio.

A pesar de la ausencia de capacidades de servicio en el microcircuito, se pueden implementar de forma independiente. Normalmente, un estabilizador de corriente LED requiere apagar y ajustar la corriente de carga.

Encendido apagado

El estabilizador del chip MC34063 se apaga aplicando voltaje al tercer pin. Un ejemplo se muestra en la Fig.12.

Fig.12

Se determinó experimentalmente que cuando se aplica voltaje al tercer pin del microcircuito, su oscilador maestro se detiene y el transistor clave se cierra. En este estado, el consumo de corriente del microcircuito depende de su fabricante y no excede la corriente sin carga especificada en la hoja de datos (1,5-4 mA).

Otras opciones para apagar el estabilizador (por ejemplo, aplicando un voltaje de más de 1,25 V al quinto pin) resultan peores, ya que no detienen el oscilador maestro y el microcircuito consume más corriente en comparación con el control en el 3er pasador.

La esencia de dicha gestión es la siguiente.

En el tercer pin del microcircuito hay un voltaje de carga y descarga en diente de sierra del condensador de ajuste de frecuencia. Cuando el voltaje alcanza el valor umbral de 1,25 V, comienza la descarga del condensador y se cierra el transistor de salida del microcircuito. Esto significa que para apagar el estabilizador, debe aplicar un voltaje de al menos 1,25 V a la tercera entrada del microcircuito.

Según las hojas de datos del microcircuito, el condensador de temporización se descarga con una corriente máxima de 0,26 mA. Esto significa que cuando se aplica un voltaje externo al tercer pin a través de una resistencia, para obtener un voltaje de conmutación de al menos 1,25 V, la corriente a través de la resistencia debe ser de al menos 0,26 mA. Como resultado, tenemos dos cifras principales para calcular la resistencia externa.

Por ejemplo, si el voltaje de suministro del estabilizador es de 12...15 V, el estabilizador debe desconectarse de manera confiable al valor mínimo: 12 V.

Como resultado, la resistencia de la resistencia adicional se encuentra a partir de la expresión:

R=(Arriba-Uvd1-1.25V)/0.26mA=(12V-0.7V-1.25V)/0.26mA=39KOhm.

Para apagar de manera confiable el microcircuito, seleccione la resistencia de la resistencia menor que el valor calculado. En el fragmento del circuito Fig. 12, la resistencia de la resistencia es de 27 KOhm. Con esta resistencia, el voltaje de apagado es de aproximadamente 9V. Esto significa que si el voltaje de suministro del estabilizador es de 12 V, puede esperar apagar el estabilizador de manera confiable usando este circuito.

Al controlar el estabilizador desde un microcontrolador, se debe recalcular la resistencia R para un voltaje de 5V.

La resistencia de entrada en la tercera entrada del microcircuito es bastante grande y cualquier conexión de elementos externos puede afectar la formación de un voltaje en diente de sierra. Para desacoplar los circuitos de control del microcircuito y así mantener la misma inmunidad al ruido, se utiliza el diodo VD1.

El estabilizador se puede controlar aplicando un voltaje constante al terminal izquierdo de la resistencia R (Fig. 12) o cortocircuitando el punto de conexión entre la resistencia R y el diodo VD1 al cuerpo (con un voltaje constante presente en el terminal izquierdo). de la resistencia R).

El diodo Zener VD2 está diseñado para proteger la entrada del microcircuito del alto voltaje. En voltajes de suministro bajos no es necesario.

Ajuste de corriente de carga

Dado que el voltaje de referencia del comparador de corriente del microcircuito es igual a la suma de los voltajes en las resistencias R1 y R3, al cambiar la corriente de polarización de la resistencia R3, se puede ajustar la corriente de carga (Fig. 11).

Son posibles dos opciones de ajuste: resistencia variable y voltaje constante.

La Figura 13 muestra un fragmento del diagrama de la Figura 11 con los cambios necesarios y relaciones de diseño que permiten calcular todos los elementos del circuito de control.

Fig.13

Para regular la corriente de carga con una resistencia variable, es necesario reemplazar la resistencia constante R2 con un conjunto de resistencias R2'. En este caso, cuando cambia la resistencia de la resistencia variable, la resistencia total de la resistencia R2' cambiará dentro de 27...37 KOhm, y la corriente de drenaje del transistor VT1 (y la resistencia R3) cambiará dentro de 1,3 V/27... .37KOhm=0.048...0.035mA. En este caso, el voltaje de polarización a través de la resistencia R3 variará dentro de 0,048...0,035mA*10KOhm=0,48...0,35V. Para activar el comparador de corriente del microcircuito, el voltaje en el sensor de corriente de resistencia R1 (Fig. 11) debe caer 0,45-0,48...0,35V=0...0,1V. Con una resistencia R1=0,1Ohm, dicho voltaje caerá a través de ella cuando una corriente de carga fluya a través de ella en el rango de 0…0,1V/0,1Ohm=0…1A.

Es decir, cambiando la resistencia de la resistencia variable R2’ entre 27...37KOhm podemos regular la corriente de carga entre 0...1A.

Para regular la corriente de carga con un voltaje constante, es necesario instalar un divisor de voltaje Rd1Rd2 en la puerta del transistor VT1. Con este divisor, puede hacer coincidir cualquier voltaje de control con el requerido para VT1.

La Figura 13 muestra todas las fórmulas necesarias para el cálculo.

Por ejemplo, es necesario regular la corriente de carga entre 0...1A utilizando una variable de voltaje constante entre 0...5V.

Para utilizar el circuito estabilizador de corriente de la Fig. 11, instalamos un divisor de voltaje Rd1Rd2 en el circuito de puerta del transistor VT1 y calculamos los valores de las resistencias.

Inicialmente, el circuito está diseñado para una corriente de carga de 1A, que está determinada por la corriente de la resistencia R2 y el voltaje umbral del transistor de efecto de campo VT1. Para reducir la corriente de carga a cero, como se muestra en el ejemplo anterior, es necesario aumentar la corriente de la resistencia R2 de 0,034 mA a 0,045 mA. Con una resistencia constante de la resistencia R2 (39 KOhm), el voltaje a través de ella debe variar dentro de 0,045…0,034 mA*39 KOhm = 1,755…1,3 V. Cuando el voltaje de la puerta es cero y el voltaje umbral del transistor VT2 es 1,3 V, se establece un voltaje de 1,3 V en la resistencia R2. Para aumentar el voltaje en R2 a 1,755 V, debe aplicar un voltaje constante de 1,755 V-1,3 V = 0,455 V a la puerta VT1. Según las condiciones del problema, dicho voltaje en la puerta debe ser un voltaje de control de +5 V. Habiendo establecido la resistencia de la resistencia Rd2 en 100 KOhm (para minimizar la corriente de control), encontramos la resistencia de la resistencia Rd1 a partir de la relación Uу=Ug*(1+Rd2/Rd1):

Rd1= Rd2/(Uу/Ug-1)=100KOhm/(5V/0.455V-1)=10KOhm.

Es decir, cuando el voltaje de control cambia de cero a +5 V, la corriente de carga disminuirá de 1 A a cero.

En la Fig. 14 se muestra un diagrama de circuito completo de un estabilizador de corriente de 1 A con funciones de encendido, apagado y control de corriente. La numeración de nuevos elementos continúa lo iniciado según el esquema de la Fig. 11.

Fig.14

El circuito no fue probado como parte de la Fig. 14. Pero el circuito según la Fig. 11, a partir del cual se creó, fue probado por completo.

El método de encendido/apagado que se muestra en el diagrama ha sido probado mediante prototipos. Los métodos de control actuales hasta ahora sólo se han probado mediante simulación. Pero dado que los métodos de ajuste se crean sobre la base de un estabilizador de corriente realmente probado, durante el ensamblaje solo es necesario recalcular los valores de las resistencias para que coincidan con los parámetros del transistor de efecto de campo VT1 aplicado.

En el circuito anterior se utilizan ambas opciones para ajustar la corriente de carga: con una resistencia variable Rp y un voltaje constante de 0...5V. El ajuste con resistencia variable se eligió de forma ligeramente diferente a la Fig. 12, lo que permitió aplicar ambas opciones simultáneamente.

Ambos ajustes son dependientes: la corriente establecida en un sentido es la máxima en el otro. Si se utiliza la resistencia variable Rp para establecer la corriente de carga en 0,5 A, entonces, ajustando el voltaje, la corriente se puede cambiar de cero a 0,5 A. Y viceversa: una corriente de 0,5 A, establecida por un voltaje constante, con una resistencia variable también cambiará de cero a 0,5 A.

La dependencia del ajuste de la corriente de carga mediante una resistencia variable es exponencial, por lo tanto, para obtener un ajuste lineal, es recomendable seleccionar una resistencia variable con una dependencia logarítmica de la resistencia del ángulo de rotación.

A medida que aumenta la resistencia Rp, la corriente de carga también aumenta.

La dependencia de la regulación de la corriente de carga mediante voltaje constante es lineal.

El interruptor SB1 enciende o apaga el estabilizador. Cuando los contactos están abiertos, el estabilizador está apagado, cuando los contactos están cerrados, está encendido.

Con control totalmente electrónico, se puede apagar el estabilizador aplicando un voltaje constante directamente al tercer pin del microcircuito o mediante un transistor adicional. Dependiendo de la lógica de control requerida.

El condensador C4 garantiza un arranque suave del estabilizador. Cuando se aplica energía, hasta que se carga el capacitor, la corriente del transistor de efecto de campo VT1 (y la resistencia R3) no está limitada por la resistencia R2, sino que es igual al máximo para el transistor de efecto de campo encendido en modo de fuente de corriente ( unidades - decenas de mA). El voltaje a través de la resistencia R3 excede el umbral para la entrada de corriente del microcircuito, por lo que el transistor clave del microcircuito está cerrado. La corriente a través de R3 disminuirá gradualmente hasta alcanzar el valor establecido por la resistencia R2. A medida que se acerca a este valor, el voltaje en la resistencia R3 disminuye, el voltaje en la entrada de protección actual depende cada vez más del voltaje en la resistencia R1 del sensor de corriente y, en consecuencia, de la corriente de carga. Como resultado, la corriente de carga comienza a aumentar de cero a un valor predeterminado (mediante una resistencia variable o un voltaje de control constante).

Placa de circuito impreso.

A continuación se muestran opciones para la placa de circuito impreso estabilizador (según el diagrama de bloques de la Fig. 2 o Fig. 10, una versión práctica) para diferentes paquetes de chips (DIP-8 o SO-8) y diferentes choques (estándar, fabricados en fábrica). o casera sobre aro de hierro pulverizado). El tablero se dibujó en la versión 5 del programa Sprint-Layout:

Todas las opciones están diseñadas para la instalación de elementos SMD de tamaños estándar desde 0603 hasta 1206, dependiendo de la potencia calculada de los elementos. El tablero dispone de asientos para todos los elementos del circuito. Al desoldar la placa, es posible que algunos elementos no se instalen (esto ya se ha comentado anteriormente). Por ejemplo, ya abandoné por completo la instalación de condensadores C T de ajuste de frecuencia y Co de salida (Fig. 2). Sin un condensador de ajuste de frecuencia, el estabilizador funciona a una frecuencia más alta y la necesidad de un condensador de salida solo se produce con corrientes de carga altas (hasta 1 A) y (o) pequeñas inductancias del inductor. A veces tiene sentido instalar un condensador de ajuste de frecuencia, reduciendo la frecuencia de funcionamiento y, en consecuencia, las pérdidas de potencia dinámicas con corrientes de carga elevadas.

Las placas de circuito impreso no tienen características especiales y se pueden fabricar en PCB de lámina de una o dos caras. Cuando se utiliza una PCB de doble cara, el segundo lado no está grabado y sirve como disipador de calor adicional y (o) cable común.

Cuando use metalización en la parte posterior de la placa como disipador de calor, debe perforar un orificio pasante cerca del octavo pin del microcircuito y soldar ambos lados con un puente corto hecho de alambre de cobre grueso. Si usa un microcircuito en un paquete DIP, entonces el orificio debe perforarse contra el octavo pin y al soldar, use este pin como puente, soldando el pin en ambos lados de la placa.

En lugar de un puente, se obtienen buenos resultados instalando un remache de alambre de cobre con un diámetro de 1,8 mm (un núcleo de cable con una sección transversal de 2,5 mm2). El remache se coloca inmediatamente después de grabar el tablero: debe perforar un orificio con un diámetro igual al diámetro del alambre del remache, insertar firmemente un trozo de alambre y acortarlo para que sobresalga del orificio no más de 1 mm. y remáchelo bien por ambos lados sobre el yunque con un martillo pequeño. En el lado de instalación, el remache debe quedar a ras del tablero para que la cabeza que sobresale del remache no interfiera con el desoldado de las piezas.

Puede parecer un consejo extraño hacer un disipador de calor específicamente a partir del octavo pin del microcircuito, pero una prueba de choque de la carcasa de un microcircuito defectuoso mostró que toda su parte de potencia está ubicada en una amplia placa de cobre con una salida sólida al octavo. pin del caso. Los pines 1 y 2 del microcircuito, aunque están hechos en forma de tiras, son demasiado delgados para usarlos como disipador de calor. Todos los demás terminales de la carcasa están conectados al cristal del microcircuito mediante puentes de cables finos. Curiosamente, no todos los microcircuitos están diseñados de esta manera. Varios casos más probados mostraron que el cristal está ubicado en el centro y que las clavijas del microcircuito son todas iguales. Cableado: con puentes de cables. Por lo tanto, para comprobarlo, es necesario “desmontar” varias carcasas de microcircuitos más...

El disipador de calor también se puede fabricar a partir de una placa rectangular de cobre (acero, aluminio) de 0,5 a 1 mm de espesor con dimensiones que no se extiendan más allá del tablero. Cuando se utiliza un paquete DIP, el área de la placa está limitada únicamente por la altura del inductor. Debes poner un poco de pasta térmica entre la placa y el cuerpo del chip. Con un encapsulado SO-8, algunas piezas de montaje (condensadores y diodos) a veces pueden impedir un ajuste perfecto de la placa. En este caso, en lugar de pasta térmica, es mejor utilizar una junta de goma Nomakon de espesor adecuado. Es recomendable soldar el octavo pin del microcircuito a esta placa con un cable puente.

Si la placa de enfriamiento es grande y bloquea el acceso directo al octavo pin del microcircuito, primero debe perforar un agujero en la placa opuesta al octavo pin y primero soldar un trozo de cable verticalmente al pin. Luego, pase el cable a través del orificio de la placa y presiónelo contra el cuerpo del chip, suéldelos.

Ahora existe un buen fundente para soldar aluminio, por lo que es mejor hacer un disipador de calor con él. En este caso, el disipador de calor se puede doblar a lo largo del perfil de mayor superficie.

Para obtener corrientes de carga de hasta 1,5 A, el disipador de calor debe realizarse en ambos lados: en forma de un polígono sólido en la parte posterior de la placa y en forma de una placa de metal presionada contra el cuerpo del chip. En este caso, es necesario soldar el octavo pin del microcircuito tanto al polígono en la parte posterior como a la placa presionada contra la carcasa. Para aumentar la inercia térmica del disipador de calor en la parte posterior de la placa, también es mejor hacerlo en forma de placa soldada al polígono. En este caso, es conveniente colocar la placa disipadora de calor en el remache en el octavo pin del microcircuito, que previamente conectaba ambos lados de la placa. Suelde el remache y la placa y fíjelos con soldadura en varios lugares a lo largo del perímetro del tablero.

Por cierto, cuando se utiliza una placa en la parte posterior de la placa, la placa en sí puede estar hecha de PCB de lámina de un lado.

Las inscripciones en el tablero para las designaciones posicionales de los elementos se realizan de la forma habitual (al igual que las pistas impresas), a excepción de las inscripciones en los polígonos. Estos últimos se realizan sobre una capa de servicio blanca “F”. En este caso, estas inscripciones se obtienen mediante grabado.

Los cables de alimentación y LED están soldados en extremos opuestos de la placa de acuerdo con las inscripciones: "+" y "-" para alimentación, "A" y "K" para LED.

Cuando se utiliza la placa en versión sin carcasa (después de comprobarla y ajustarla), es conveniente enroscarla en un trozo de tubo termorretráctil de longitud y diámetro adecuados y calentarla con un secador de pelo. Los extremos del termorretráctil que aún no se han enfriado deben engarzarse con unos alicates más cerca de los terminales. El termorretráctil prensado en caliente se pega y forma una carcasa casi hermética y bastante duradera. Los bordes ondulados están pegados con tanta fuerza que cuando intentas separarlos, el termorretráctil simplemente se rompe. Al mismo tiempo, si es necesaria una reparación o mantenimiento, las zonas engarzadas se despegan solas al recalentarlas con un secador de pelo, sin dejar ni rastro de engarzado. Con algo de habilidad, puedes estirar el termorretráctil aún caliente con unas pinzas y retirar con cuidado la tabla. Como resultado, el termorretráctil será adecuado para reenvasar el tablero.

Si es necesario sellar completamente el tablero, después de comprimir la almohadilla térmica, sus extremos se pueden rellenar con almohadilla térmica. Para fortalecer la "caja", puede colocar dos capas de termocontraíble en el tablero. Aunque una capa es bastante duradera.

Programa de cálculo del estabilizador.

Para calcular y evaluar rápidamente los elementos del circuito, se elaboró ​​​​una tabla con fórmulas en el programa EXCEL. Para mayor comodidad, algunos cálculos son compatibles con el código VBA. El funcionamiento del programa fue probado sólo en Windows XP:

Al ejecutar el archivo, puede aparecer una ventana advirtiéndole sobre la presencia de macros en el programa. Debes seleccionar el comando "No deshabilitar macros". De lo contrario, el programa se iniciará e incluso realizará un nuevo cálculo utilizando las fórmulas escritas en las celdas de la tabla, pero algunas funciones se desactivarán (verificar la exactitud de la entrada, la capacidad de optimización, etc.).

Después de iniciar el programa, aparecerá una ventana que preguntará: "¿Restaurar todos los datos de entrada a los valores predeterminados?" En la que deberá hacer clic en el botón "Sí" o "No". Si selecciona "Sí", todos los datos de entrada para el cálculo se configurarán de forma predeterminada, como ejemplo. También se actualizarán todas las fórmulas de cálculo. Si selecciona "No", los datos de entrada utilizarán los valores guardados en la sesión anterior.

Básicamente, debe seleccionar el botón "No", pero si no desea guardar los resultados del cálculo anterior, puede seleccionar "Sí". A veces, si ingresa demasiados datos de entrada incorrectos, algún tipo de mal funcionamiento o elimina accidentalmente el contenido de una celda con una fórmula, es más fácil salir del programa y ejecutarlo nuevamente respondiendo la pregunta "Sí". Esto es más fácil que buscar y corregir errores y volver a recetar fórmulas perdidas.

El programa es una hoja de cálculo normal de Excel con tres tablas separadas ( Datos de entrada , Producción , Resultados del cálculo ) y circuito estabilizador.

Las dos primeras tablas contienen el nombre del parámetro ingresado o calculado, su símbolo corto (también se usa en fórmulas para mayor claridad), el valor del parámetro y la unidad de medida. En la tercera tabla, los nombres se omiten por ser innecesarios, ya que el propósito del elemento se puede ver allí mismo en el diagrama. Los valores de los parámetros calculados están marcados en amarillo y no se pueden cambiar de forma independiente, ya que las fórmulas están escritas en estas celdas.

A la mesa " Datos de entrada » se introducen los datos iniciales. El propósito de algunos parámetros se explica en las notas. Se deben completar todas las celdas con datos de entrada, ya que todas participan en el cálculo. La excepción es la celda con el parámetro "Cargar ondulación actual (Inp)": puede estar vacía. En este caso, la inductancia del inductor se calcula en función del valor mínimo de la corriente de carga. Si establece el valor de la corriente de ondulación de la carga en esta celda, entonces la inductancia del inductor se calcula en función del valor de ondulación especificado.

Algunos parámetros pueden diferir entre los diferentes fabricantes de chips, por ejemplo, el valor del voltaje de referencia o el consumo de corriente. Para obtener resultados de cálculo más confiables, debe proporcionar datos más precisos. Para hacer esto, puede utilizar la segunda hoja del archivo (“Chips”), que contiene la lista principal de diferentes parámetros. Conociendo al fabricante del chip, se pueden encontrar datos más precisos.

En la mesa " Producción » Se encuentran resultados de cálculo intermedios de interés. Las fórmulas utilizadas para los cálculos se pueden ver seleccionando la celda con el valor calculado. Una celda con el parámetro "Factor de relleno máximo (dmax)" se puede resaltar en uno de dos colores: verde y rojo. La celda se resalta en verde cuando el valor del parámetro es aceptable y en rojo cuando se excede el valor máximo permitido. En la nota de la celda puede leer qué datos de entrada deben cambiarse para corregirlos.

El documento AN920-D, que describe este chip con más detalle, establece que el valor máximo del ciclo de trabajo del chip MC34063 no puede exceder 0,857; de lo contrario, los límites de control pueden no coincidir con los especificados. Es este valor el que se toma como criterio para la exactitud del parámetro obtenido en el cálculo. Es cierto que la práctica ha demostrado que el valor real del factor de llenado puede ser superior a 0,9. Al parecer, esta discrepancia se explica por la inclusión "no estándar".

El resultado de los cálculos son los valores de los elementos pasivos del circuito, resumidos en la tercera tabla " Resultados del cálculo" . Los valores obtenidos se pueden utilizar a la hora de montar el circuito estabilizador.

A veces es útil ajustar los valores obtenidos a su medida, por ejemplo, cuando el valor obtenido de la resistencia de la resistencia, la capacitancia del capacitor o la inductancia del inductor no coincide con el estándar. También es interesante ver cómo el cambio de valores de algunos elementos afecta las características generales del circuito. Esta característica está implementada en el programa.

A la derecha de la mesa " Resultados del cálculo" Hay un cuadrado al lado de cada parámetro. Cuando hace clic con el botón izquierdo del mouse en el cuadrado seleccionado, aparece un "pájaro" que marca el parámetro que requiere selección. En este caso, el resaltado amarillo se elimina del campo con el valor, lo que significa que puede seleccionar de forma independiente el valor de este parámetro. Y en la mesa " Datos de entrada" Los parámetros que cambian están resaltados en rojo. Es decir, se realiza un recálculo inverso: la fórmula se escribe en una celda de la tabla de datos de entrada y el parámetro para el cálculo es el valor de la tabla " Resultados del cálculo" .

Por ejemplo, colocando un “pájaro” frente a la inductancia del inductor en la tabla “ Resultados del cálculo" , puedes ver que el parámetro “Corriente de carga mínima” de la tabla “está resaltado en rojo Datos de entrada ».

Cuando cambia la inductancia, también cambian algunos parámetros de la tabla " Producción ", por ejemplo, "Corriente máxima del inductor y del interruptor (I_Lmax)". De esta manera, es posible seleccionar un estrangulador con la inductancia mínima del rango y dimensiones estándar, sin exceder la corriente máxima del transistor clave del microcircuito, pero "sacrificando" el valor de la corriente de carga mínima. Al mismo tiempo, puede ver que el valor del condensador de salida Co también aumentó para compensar el aumento en la ondulación de la corriente de carga.

Después de seleccionar la inductancia y asegurarse de que los demás parámetros dependientes no superen los límites peligrosos, retire la marca de verificación junto al parámetro de inductancia, asegurando así el resultado obtenido antes de cambiar otros parámetros que afectan la inductancia del inductor. Además, en la tabla “ Resultados del cálculo" Se restauran las fórmulas, y en la tabla ". Datos de entrada" , por el contrario, se eliminan.

De la misma forma, puedes seleccionar otros parámetros de la tabla " Resultados del cálculo" . Sin embargo, debes tener en cuenta que los parámetros de casi todas las fórmulas se superponen, por lo que si deseas cambiar todos los parámetros de esta tabla a la vez, puede aparecer una ventana de error con un mensaje sobre referencias cruzadas.

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MC34063 Especificaciones clave

• Amplia gama de voltajes de entrada: de 3 V a 40 V;
• Corriente de pulso de salida alta: hasta 1,5 A;
• Voltaje de salida ajustable;
• Frecuencia del convertidor hasta 100 kHz;
• Precisión de referencia interna: 2%;
• Limitación de corriente de cortocircuito;
• Bajo consumo en modo reposo.

Estructura del circuito:

1. Fuente de tensión de referencia 1,25 V;
2. Comparador que compara el voltaje de referencia y la señal de entrada de la entrada 5;
3. Generador de impulsos que reinicia el disparador RS;
4. Elemento Y combinando señales del comparador y generador;
5. Disparador RS que elimina la conmutación de alta frecuencia de los transistores de salida;
6. Transistor controlador VT2, en el circuito seguidor del emisor, para amplificar la corriente;
7. El transistor de salida VT1 proporciona corriente de hasta 1,5 A.

El generador de pulsos reinicia constantemente el disparador RS; si el voltaje en la entrada del microcircuito 5 es bajo, entonces el comparador envía una señal a la entrada S, que configura el disparador y, en consecuencia, enciende los transistores VT2 y VT1. Cuanto más rápido llegue la señal a la entrada S, más tiempo estará el transistor en estado abierto y más energía se transferirá de la entrada a la salida del microcircuito. Y si el voltaje en la entrada 5 aumenta por encima de 1,25 V, entonces el disparador no se instalará en absoluto. Y la energía no se transferirá a la salida del microcircuito.

Convertidor de refuerzo MC34063

Por ejemplo, utilicé este chip para obtener alimentación de 12 V para el módulo de interfaz desde el puerto USB de una computadora portátil (5 V), por lo que el módulo de interfaz funcionó cuando la computadora portátil estaba funcionando; no necesitaba su propia fuente de alimentación ininterrumpida.
También tiene sentido utilizar el IC para alimentar contactores, que necesitan un voltaje más alto que otras partes del circuito.
Aunque el MC34063 se produce desde hace mucho tiempo, su capacidad para funcionar con 3 V permite su uso en estabilizadores de voltaje alimentados por baterías de litio.
Veamos un ejemplo de un convertidor boost de la documentación. Este circuito está diseñado para un voltaje de entrada de 12 V, un voltaje de salida de 28 V a una corriente de 175 mA.

• C1 – 100 µF 25 V;
• C2 – 1500 pF;
• C3 – 330 µF 50 V;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 180 µH;
• R1 – 0,22 ohmios;
• R2 – 180 ohmios;
• R3 – 2,2 kOhmios;
• R4 – 47 kOhmios;
• VD1 – 1N5819.

En este circuito, la limitación de la corriente de entrada la establece la resistencia R1, el voltaje de salida está determinado por la relación entre las resistencias R4 y R3.

Convertidor reductor en MC34063

Reducir el voltaje es mucho más fácil: hay una gran cantidad de estabilizadores de compensación que no requieren inductores y requieren menos elementos externos, pero para un convertidor de pulsos hay trabajo cuando el voltaje de salida es varias veces menor que el voltaje de entrada, o la conversión la eficiencia es simplemente importante.
La documentación técnica proporciona un ejemplo de un circuito con una tensión de entrada de 25 V y una tensión de salida de 5 V con una corriente de 500 mA.

• C1 – 100 µF 50 V;
• C2 – 1500 pF;
• C3 – 470 µF 10 V;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 220 µH;
• R1 – 0,33 ohmios;
• R2 – 1,3 kiloohmios;
• R3 – 3,9 kOhmios;
• VD1 – 1N5819.

Este convertidor se puede utilizar para alimentar dispositivos USB. Por cierto, puedes aumentar la corriente suministrada a la carga, para ello necesitarás aumentar la capacitancia de los condensadores C1 y C3, reducir la inductancia L1 y la resistencia R1.

Circuito convertidor inversor MC34063

El tercer esquema se utiliza con menos frecuencia que los dos primeros, pero no es menos relevante. Las mediciones de voltaje precisas o la amplificación de señales de audio a menudo requieren una fuente de alimentación bipolar y el MC34063 puede ayudar a proporcionar voltajes negativos.
La documentación proporciona un circuito que le permite convertir un voltaje de 4,5 .. 6,0 V en un voltaje negativo de -12 V con una corriente de 100 mA.

• C1 – 100 µF 10 V;
• C2 – 1500 pF;
• C3 – 1000 µF 16 V;
• DA1 – MC34063A;
• L1 – 88 µH;
• R1 – 0,24 ohmios;
• R2 – 8,2 kOhmios;
• R3 – 953 ohmios;
• VD1 – 1N5819.

Tenga en cuenta que en este circuito, la suma de los voltajes de entrada y salida no debe exceder los 40 V.

Análogos del chip MC34063.

Si el MC34063 está destinado a aplicaciones comerciales y tiene un rango de temperatura de funcionamiento de 0 a 70 °C, entonces su análogo completo MC33063 puede funcionar en un rango comercial de -40 a 85 °C.
Varios fabricantes producen MC34063, otros fabricantes de chips producen análogos completos: AP34063, KS34063. Incluso la industria nacional produjo un análogo completo. K1156EU5 Y aunque es un gran problema comprar este microcircuito ahora, puedes encontrar muchos diagramas de métodos de cálculo específicamente para el K1156EU5, que son aplicables al MC34063.
Si necesita desarrollar un nuevo dispositivo y el MC34063 parece encajar perfectamente, entonces debe prestar atención a análogos más modernos, por ejemplo: NCP3063.